Amplificador Clase A pura 2 etapas Single Ended a Mosfet

[diegomj1973]

Del amplificador de la versión 1, les acerco las mediciones con osciloscopio y generador de audio. Más adelante, cuando disponga de un clarito de tiempo, voy a hacer lo mismo con el de la versión 2 final.

La primera imágen es inyectando una senoide de 1 KHz y separando las trazas de entrada y salida (la señal de salida es siempre la superior del cuadrante, mientras que la señal de entrada es siempre la inferior del cuadrante). Luego, las superpongo para que vean que no produce distorsión visual aparente (las dos señales aparecen como un único trazo).

Repito lo mismo para 10 KHz y 100 KHz.

Luego, repito lo mismo pero para señal cuadrada con frecuencias de 1 KHz, 10 KHz y 100 KHz. Incluso, se probó a mayor frecuencia que 100 KHz y la señal sale perfectamente copiada. Es un amplificador muy rápido.

Luego, se probó la potencia máxima antes del clipping a una frecuencia que no molestara tanto al vecindario (dado que no lo hice con una dummie load sino con los parlantes que normalmente utilizo, es decir 12 ohmios). Esta frecuencia la fijé en 70 Hz ya que 1 KHz resultaba muy molesto. Por una cuestión de claridad, se invirtió la traza de la señal de entrada y se acomodó las dos trazas para poder visualizar fácilmente la ganancia y niveles de señal. La potencia máxima que se logró fue ligeramente superior a lo simulado de 7,72 W RMS y resultó en 8.46 W RMS por canal (ver la sensibilidad del canal de salida en 10V/div), pero probablemente la impedancia de los parlantes a 70 Hz sea mayor a 12 ohmios con lo cual la potencia puede ser cercana al valor de la simulación. Yo tomé un valor nominal de impedancia de 12 ohmios, aunque para mayor precisión habría que medirla en 70 Hz. El clipping es asimétrico (en el semiciclo positivo se da el recorte antes que en el semiciclo negativo).

Por último, se mide el piso de ruido, que resulta ínfimo, como pueden ver, gracias en gran parte al uso de 4 trafos en lugar de solo 2.

En general, las mediciones superaron ampliamente las expectativas de la simulación. Cuando disponga del analizador de espectro, completo más mediciones. Tanto la versión 1 como la 2 final resultaron una verdadera masa!!!.

Cuando pueda armar una dummie load, subo las mismas mediciones pero con niveles al máximo, ya que no podía hacer mucho ruido y me terminaron retando!!!

Saludos

 

[diegomj1973]

Se midió la diafonía, crosstalk o separación de canales para la versión 1 en una frecuencia de 30 Hz aprox. (como primer dato). La misma resultó en -57.36 dB, es decir unos 40 mVpp máximos en el canal interferido en presencia de 29,5 Vpp en el canal interferente, lo que resulta más que aceptable, aunque puedo mejorarla con varias técnicas. Tengo pensado en relevar la diafonía entre 16 Hz y 16 KHz (tomando unos 10 a 20 puntos de frecuencia entre estos dos límites, como mínimo).

Saludos

Fe de errata 05-02-2012: tengo que volver a verificar la diafonía ya que por apurado olvidé cortocircuitar la entrada del canal interferido del cual tomaba la lectura de salida cuando inyectaba señal en la entrada del otro canal del amplificador (el canal interferente). Simplemente dejé conectada esa entrada del amplificador a la salida del reproductor de CD (apagado, obviamente). Ese fue el error. Luego, subo los datos correctos. Estimo, a priori, que debe superar tranquilamente los -80 dB.

Aprovecho para mostrarles unos nuevos videos de cómo va quedando el ampli en su gabinete. Disculpen la mala calidad de grabación y sonido recogido.

 

[diegomj1973]

Todas las modificaciones que se fueron implementando precedentemente fueron tendientes a mejorar desempeños principalmente en frecuencias vocales y altas. No se veían mejoras aparentes en la parte baja del espectro (ver similitudes entre versiones 1, 2 y 2 Final).

Ahora, el foco de la modificación se centra en ese aspecto: la mejora en baja frecuencia.

Para lograr esto mismo, se ha efectuado un simple cambio en la conexión de señal de entrada verificándose una importante mejora en la atenuación de muy baja frecuencia, tendiente a 6 dB (5,79 dB en mi caso, para ser precisos).

Todos los parámetros más característicos del amplificador permanecen invariables a excepción de una importante mejora que se logra en la parte baja del espectro (por debajo de los 100 Hz aprox.) en cuanto a tasas de THD total con la frecuencia, que se reducen en esta parte baja del espectro hasta casi al 70 % de los valores absolutos originales. Por encima de los 100 Hz (en versiones 1, 2 y 2 Final) las THD totales permanecen sin cambios.

Se adjuntan las nuevas curvas de THD total con la frecuencia para las versiones 1 y 2 Final.

Esta conexión no la he visto implementada aún en amplificadores de potencia con entrada diferencial.

Espero comentarios.

Saludos

 

[diegomj1973]

Acá van esquemas de conexión para la versión 1 e intento de explicación del por qué de la reducción de THD en baja frecuencia.

También se analizó si en el cambio en la conexión tradicional al nuevo formato propuesto tienen influencia los valores de los capacitores de entrada (220 uF en los esquemas) y el de mayor valor en la red de realimentación (4700 uF en los esquemas). Se ha verificado que sí tienen influencia y se concluye que valores relativamente pequeños de capacitores de entrada hacen que el cambio de conexión tradicional al nuevo formato no traiga beneficios importantes. Valores intermedios hacen aparecer cierta ventaja y valores grandes maximizan este beneficio. Pero hay que considerar que hay un valor de capacitor de entrada máximo que no debe superarse si no se desea producir alinealidades en la respuesta en frecuencia del amplificador (realce en baja frecuencia, especifícamente). Para los circuitos por mi diseñados se encontró un valor máximo de 810 uF para capacitor de entrada (una historia aparte es considerar los efectos negativos de un condensador de ese valor en ese punto del circuito por los componentes parásitos que lo acompañan) De todos modos, cada amplificador merece un análisis para encontrar ese valor que no debe superarse si se quiere llevar a cabo esta nueva conexión propuesta.

Para obtener las tres curvas, se analizó hasta 100 Hz ya que curiosamente a partir de esa frecuencia para arriba daba lo mismo una u otra conexión, aún en los tres casos de capacitor de entrada (22 uF, 220 uF y 810 uF).

Otra cosa que pueden apreciar en las gráficas es que en el caso del capacitor de entrada de 220 uF y 810 uF, a partir de 100 Hz, la tendencia de la THD es la misma en uno u otro valor de capacitor.

Espero comentarios.

 

[diegomj1973]

Para mostrar con la mayor claridad posible lo que por el momento se ha logrado con la modificación en la conexión tradicional en la entrada al diferencial de los amplificadores, les acerco superpuestas unas curvas de THD total con la frecuencia comparando la conexión tradicional de entrada con la modificada, para varios valores de condensador de entrada, a saber: 22 uF, 47 uF, 100 uF, 220 uF y 560 uF, siendo este último el mayor valor sugerido para evitar realces en muy baja frecuencia que puedan inducir algún tipo de distorsión.

Como se puede observar, a medida que aumenta el valor del condensador de entrada se hacen más evidentes las diferencias entre una y otra conexión. Para 22 uF (curva superior turqueza gruesa contra turqueza claro fina) no hay casi diferencias y las curvas se superponen. Para 47 uF, es decir, la verde vivo gruesa contra verde claro fina, pasa más o menos lo mismo. Luego, 100 uF, es decir, la amarillo gruesa contra amarillo claro fina, se nota alguna diferencia. Luego, 220 uF, es decir, la oro gruesa contra canela fina, la diferencia aumenta. Por último, 560 uF, es decir, la fucsia gruesa contra la rosa claro fina, la diferencia es máxima.

A partir de cierta frecuencia (unos 1000 Hz aprox.) hay tendencias a lo mismo en todos los casos, a excepción de la curva roja que luego voy a explicar a qué opción corresponde.

Se muestran los Bode de salida para 560 uF y para un condensador de entrada muy grande de 4700 uF (solo a modo de pruebas para mostrar los efectos negativos de poner más condensador que el necesario). Recuerden que los efectos de los elementos parásitos de los condensadores se tienen que analizar a su vez como tema aparte.

Por último, se da un adelanto de lo que sería la respuesta distorsional de una nueva tipología de conexión de entrada que promete importantísimas mejoras en todo el espectro y carece de limitaciones que se dan en el nuevo esquema propuesto (curva ROJA). Solo fue ligeramente superada en la banda de los 100 a 400 Hz, por las topologías anteriores, pero en el resto del espectro supera a todo lo anterior. Solo puedo adelantarles que no lo he visto implementado aún, al igual que el que ya les he presentado. No creo conveniente presentarlo todavía, ya que tengo el objetivo de verificar si existe alguna patente/antecedente/existencia del mismo y de ser posible, patentarlo como propio. Estuve haciendo las averiguaciones de rigor en distintos organismos. En principio, a la nueva tipología de conexión de entrada la llamaré NEWIN (simplemente por Nueva Entrada).

Saludos

 

[diegomj1973]

Las ventajas atribuíbles exclusivamente al nuevo sistema de entrada al amplificador diferencial (NEWIN) comparadas a la forma tradicional de conexión son:

No se agregan componentes adicionales para implementarla, solo se reubican los componentes existentes y se optimizan sus valores para maximizar beneficios de la nueva conexión.

Las capacidades resultantes pueden llegar a tomar valores entre 147 a 1223 veces menores que los originales (de acuerdo a las primeras observaciones obtenidas), con las ventajas que eso acarrea: capacidades más precisas y con elementos parásitos asociados más reducidos que los que disponen los capacitores normalmente utilizados en estas configuraciones y en uso de audiofrecuencia. No existen límites para los valores de los condensadores que produzcan efectos adversos como en la conexión anteriormente mostrada, sino que existen valores óptimos para máximizar beneficios, aunque con cualquier valor adoptado siempre existen beneficios.

Reducción de espacio y peso.

Reducción drástica de THD totales en muy baja frecuencia.

Se reduce la frecuencia de corte inferior del sistema en una década (de acuerdo a las primeras observaciones obtenidas), aún con capacidades de varios órdenes de magnitud menores (de 147 a 1223 veces más pequeñas).

El sistema sigue siendo acoplado en alterna en su entrada, evitando la posibilidad de amplificar voltajes de offset de etapas precedentes y de esa forma llevar a la salida del sistema a recortes o saturaciones imprevistas por desplazamientos del voltaje de reposo de su salida.

Se mantiene la impedancia original dentro del espectro utilizado originalmente.

Al ser las capacidades más bajas, también lo son los transientes y las corrientes de deriva, dando ventajas temporales al sistema.

Aplicable, sin mayores complicaciones, a sistemas monofónicos tradicionales (etapas de rango completo y muy especialmente etapas para subwoofer) y a sistemas dual mono.

No altera ninguno de los beneficios logrados en frecuencias medias y altas.

Desventajas: en principio, ninguna verificada.

 

[diegomj1973]

Las diferencias entre una entrada NEWIN y una TRADICIONAL se ven más claramente en el análisis a lazo abierto del sistema. Lo que se expone a continuación es la magnitud y fase en cada una de las bases del diferencial de entrada para los dos sistemas (con y sin entrada NEWIN), con el lazo de realimentación abierto.

Como puede observarse, en el sistema con entrada NEWIN las diferencias entre magnitudes y las diferencias entre fases de ambas bases permanecen cuasi constantes y mínimas a lo largo de todo el espectro de audio, mientras que en el sistema con entrada TRADICIONAL esto no es tan así, dando lugar a mayores niveles de distorsiones.

Lo que se ha buscado con el sistema con entrada NEWIN es justamente ecualizar estas curvas para minimizar esas diferencias a lazo abierto: este es el verdadero secreto de la implementación.

En lazo cerrado, estas diferencias no son en absoluto visualmente apreciables, haciendo extremadamente difícil entender el mecanismo de la entrada NEWIN para reducir distorsiones.

Saludos

PD: sigo sin encontrar nada parecido a esto en la WEB, ni en libros ni en ninguna parte. Creo, sin lugar a dudas y en mi humilde opinión, estar descubriendo un adelanto importantísimo para el audio.

 

[Dr. Zoidberg]

Diego: has abierto el lazo de realimentación en el esquema tradicional y en el nuevo? Podés subir los esquemas de como han quedado ambas versiones?... por que no entiendo donde has conectado la "entrada inversora" del ampli en el caso tradicional...o la has puesto a masa?

 

[diegomj1973]

Diego: has abierto el lazo de realimentación en el esquema tradicional y en el nuevo? Podés subir los esquemas de como han quedado ambas versiones?... por que no entiendo donde has conectado la "entrada inversora" del ampli en el caso tradicional...o la has puesto a masa?

Eduardo:

Si bien el relevamiento exacto de la magnitud y fase en lazo abierto de un amplificador es bastante complicado (por no decir dificilísimo en la práctica) lo que hice fue intercalar un filtro pasabajo, de primer orden, lo menos intrusivo posible entre la salida del amplificador y la resistencia de 4k7 de la red de realimentación (la que tiene el capacitor de 12 pF en paralelo en los esquemas de la versión 1 por ejemplo). Este filtro tiene una frecuencia de corte superior a -3 dB extremadamente baja. La resistencia de ese filtro se buscó muy inferior a 4K7, como por ejemplo 0,047 K.

Este filtro se implementó en la versión 1 con entrada tradicional y en la misma versión pero con entrada NEWIN.

Ahora bien, asumiendo que todo amplificador de audio por lo general dispone de una función de transferencia de su magnitud de salida que sigue la forma de: una rampa ascendente desde muy baja frecuencia hasta un quiebre donde se da la fci del sistema; luego, una recta horizontal que se desea sea lo más extendida posible (20 Hz a 20 KHz, por ejemplo) hasta un quiebre donde se da la fcs del sistema; y, finalmente, una rampa descendente hasta muy alta frecuencia. Dependiendo de la calidad del sistema pueden pasar otras cosas.

Si nos concentramos en las señales que llegan a ambas bases de un diferencial, desearíamos que estas señales lleguen transferidas sin realces ni atenuaciones dentro y fuera de nuestro rango usable (desearíamos tener una recta horizontal indefinida con la frecuencia como función de transferencia a cada una de ambas bases). Sabemos que esto en la práctica no es así, existiendo mayormente atenuaciones en baja y en alta frecuencia producto de capacidades para paso de la señal y capacidades intrínsecas de los dispositivos activos. También sabemos que pueden existir alinealidades e incluso realces indeseados producto de la cantidad de elementos reactivos actuando al mismo tiempo (que no podemos fácilmente manejar ni predecir). Incluso a veces incorporamos compensaciones, que complican el terreno un poco más.

En un sistema tradicional podemos predecir bastante bien como es la magnitud en función de la frecuencia que le llega a la base del transistor izquierdo del diferencial (el de entrada): sigue la forma de la función de transferencia de un pasabanda, generalmente. Lo que se hace menos tangible y predecible es la magnitud en función de la frecuencia que le llega a la base del otro transistor del diferencial (el derecho en mis esquemas). Lo deseable es que a ambas bases lleguen funciones que reaccionen semejantes con la frecuencia, y que se dé solo la diferencia propia de las señales entre bases que deban producir alguna reacción en el diferencial.

Ahora bien, cualquier atenuación que se vea en una curva de magnitud (ya sea en baja frecuencia o en alta frecuencia) va a suponer de alguna u otra forma generación de distorsión.
También va a suponer distorsión si la diferencia de señales entre bases no es pareja con la frecuencia, según mi criterio. Puede suceder que esa diferencia de señales entre bases sea constante con la frecuencia pero tengamos atenuaciones por debajo y por arriba del espectro usable (como sucede normalmente) en cuyo caso tendremos también distorsiones en las regiones donde se dan esas atenuaciones.

Lo que se ha intentado lograr con el nuevo esquema de conexión en la entrada del diferencial es ecualizar la forma de la curva de magnitud que le llega a ambas bases de modo de mantener una similar reacción con la frecuencia en ambas entradas. Sabemos que no podemos manipular la respuesta en la parte alta del espectro a no ser que cambiemos de elementos activos con otras capacidades intrínsecas que modifiquen los polos en alta frecuencia, pero podemos hacer y mucho en baja frecuencia donde lo dominante ya no son las capacidades parásitas sino los elementos de paso y desacople (si los hubiese).

Si te fijás en los bode de magnitud anteriores vas a ver una curva azul y otra roja, en cada caso (con y sin NEWIN). La azul es la función que le llega a la base del transistor de la izquierda del diferencial (entrada) y la roja es la función que le llega a la base del transistor de la derecha del mismo diferencial (reacción). Ambas funciones (azul y roja) son respecto a 0 V. Fijate la similar tendencia en ambos sistemas a partir de los 16 KHz.

No puedo dar directamente el esquema ya que la intensión es patentarlo, de no existir precedentes.

De todos modos, si estás ducho con el bode podés deducir con cierta aproximación el circuito a partir de sus pendientes y quiebres.

Espero me entiendas el no poder por el momento exponerlo en el foro y espero se haya entendido mi explicación.

Gracias

PD: ojo que todo lo que te expliqué corresponde a un esquema de conexión totalmente nuevo que no es el que te comenté en el MP. Ese fue una primera aproximación que me permitió arribar a este otro. Las mejoras son más notorias todavía. Cuando dije lazo abierto me referí más a dejar inactiva la red de realimentación con la señal, por eso lo del filtro pasabajo, para visualizar las diferencias que a lazo cerrado se me hace imposible distinguir (las curvas azul y roja se superponen y hacen una en ese caso). Este filtro pasabajo intercalado es solo un elemento para efectuar evaluaciones, es decir, que normalmente no es parte del amplificador.

 

[diegomj1973]

Aquí les dejo dos ejemplos de amplificadores en clase A en single ended 2 etapas salida a mosfet a los que se les implementa la entrada NEWIN y se los compara funcionalmente con los mismos con la entrada tradicional para que puedan ver las mejoras que se obtienen.

Saludos

 

[diegomj1973]

Estoy trabajando duramente en mejorar a la mayor expresión posible el diseño de base del amplificador 2 etapas (en cualquiera de sus versiones ya presentadas: 1, 2 y 2 Final).

Si bien todos ellos se desempeñan muy bien y son en general diseños muy simples, caben todavía mejoras sustanciales.

Una de las mejoras que pronto voy a presentar (a excepción del concepto NEWIN que va a requerir un tiempo más todavía) está centrada en el desempeño de las fuentes de corriente constante. La evolución se da en una mayor independencia de la variación de la tensión de la fuente de alimentación y en la eliminación de capacitores de alto valor y costo que configuran los bootstrap (los de 4700 uF en los esquemas).

Para que se den una idea:

En la versión 1, por ejemplo, se eliminan 2 capacitores de 4700 uF y la mejora en la fuente de corriente constante que alimenta al diferencial hace que variaciones de tensión de alimentación de + -10 % induzcan variaciones de corriente total que alimenta al diferencial de 0,0344 % contra una variación original de 0,9375 %. Es decir, se redujo la variación de corriente con la tensión de alimentación en más de 27 veces, lo cual es bastante importante. Se reducen además los valores de las resistencias empleadas en torno a estas fuentes con lo que el ruido inducido por ellas también se reduce. Los valores de las resistencias se reducen en más de 14,24 veces comparados a los originales.

Se mejora incluso el PSRR a muy baja frecuencia en 33,73 dB!!! y unos 4,06 dB en la banda de audio.

Variaciones de temperatura ambiente de + - 10 % inducen variaciones de la corriente total que alimenta al diferencial de 1,2573 % contra una variación original de 1,2172 %. Ha habido muy poco cambio en este sentido.

La implementación requiere eliminar 2 capacitores de alto valor y costo más 4 resistencias de cierta potencia (de 2W, sólo para dar estabilidad térmica al sistema) por 8 pequeños transistores de señal (encapsulado TO92 y potencia menor a 0,5W c/u) más 4 resistencias de mínima potencia (3,2 mW disipados como máximo por resistencia). Se ahorra costos y peso.

El sistema queda con 19 transistores por canal en lugar de los 11 originales. Incorpora una técnica más elegante y evolucionada, dentro de la simpleza de su diseño de base.

Saludos

 

[diegomj1973]

Aquí se presenta el grado de independencia de la variación de la tensión de la fuente de alimentación de las fuentes de corriente constante antiguas y nuevas, en cuanto a su corriente de salida traducida en voltaje. Como se puede observar, la nueva configuración logra una independencia casi ideal, es decir, casi una recta horizontal vs. tensión de la fuente de alimentación o V1 en las gráficas. Comparar los delta y (dy) en las tablitas de uno y otro caso. La relación de mejora en las pendientes entre extremos de las gráficas arroja 25,7 veces.

Adicionalmente, se adjuntan el grado de independencia de la variación de temperatura ambiente de las fuentes de corriente constante antiguas y nuevas, en cuanto a su corriente de salida traducida en voltaje. Como se puede observar, no hay cambios significativos ni deterioros importantes de la respuesta. Comparar los delta y (dy) en las tablitas de uno y otro caso. La relación en las pendientes entre extremos de las gráficas arroja 1,14 veces (muy parecidas).

La idea de base sobre todos los cambios que se vienen realizando en las CCS radica en suprimir variables que tengan incidencia en el corrimiento de parámetros estáticos de funcionamiento del sistema como ser la corriente de polarización del diferencial y la corriente de bías del transistor de salida. Estas variables son: el voltaje de alimentación que no es regulado por otros fines (que con los cambios efectuados en las CCS se ha alcanzado el objetivo de suprimir su incidencia en los parámetros de corriente), la temperatura ambiente (que todavía no se han implementado cambios para suprimir del todo su incidencia). Estas dos variables no siempre pueden compensarse entre sí ya que son prácticamente independientes (no digo absolutamente ya que puede existir cierta dependencia en muy pocos y raros casos). Entonces, hay que suprimirlas ya que si bien sus efectos son opuestos vamos a considerar que no tienen dependencia entre sí.

En muchos diseños de amplificadores que uno ha visto polarizan al diferencial de entrada con una simple resistencia a modo de "fuente de corriente constante". En estos casos, usando fuentes sin regular, con una variación de tensión de alimentación de + - 10 % inducen una relación entre máxima y mínima corriente total por el diferencial de un mínimo teórico de 22,22 %!!!! (para voltajes de alimentación tendiendo a infinito, cosa que no se puede dar!!!). La relación máxima puede ser incluso bastante mayor a esos 22,22 %, dependiendo del nivel de voltaje de alimentación, llegando fácilmente al 30 o 40 %!!!. Saquen sus conclusiones: ¿se le puede llamar fuentes de corriente constante?.

Saludos

PD: muchos se preguntarán ¿porqué el voltaje de alimentación de los ejes x llega a casi 72 V (71,94 V para ser precisos), si la CCS original se alimentaba entre 32,7 V y 0 V?. La respuesta a ésto es que si observan detenidamente la pequeña curvatura de la curva de la CCS original van a ver que la curvatura es más marcada a bajos valores de voltaje que a altos valores justamente por la relación que guarda el voltaje suma de los dos Vbe de los transistores (que se encuentran en serie) con el voltaje de alimentación. En la nueva CCS se aprovecha este efecto a favor alimentándola al mayor voltaje disponible que es entre los dos rails (32,7 V x 2 = 65,4 V), aunque otra alternativa es alimentarla de un solo rail y el resultado puede ser igualmente favorable o incluso mejor en el caso particular del amplificador single ended en clase A pura versión 1 (el por qué se los explico más adelante). Es así que si consideran + 10 % de variación llegan a los 71,94 V de análisis. Ver detalle de alinealidad de CCS Antigua y Nueva. Van a notar que la tensión de rail mínima para que la CCS Antigua comience a funcionar adecuadamente es de unos 10,26 V aprox., mientras que para la CCS Nueva es de unos 5,98 V aprox. (que implican 11,96 V aprox. aplicados en total entre los dos rails).

 

[diegomj1973]

En el anterior post les había comentado que otra alternativa era alimentar la nueva CCS de un solo rail y el resultado podía ser igualmente favorable o incluso mejor en el caso particular del amplificador single ended en clase A pura versión 1.

La respuesta a esto mismo es: en el amplificador versión 1, desde el rail positivo se drena corriente constante y el ripple de ese rail es siempre el mismo y es perfectamente predecible, por más que exista o no señal de salida. Desde el rail negativo no se drena corriente constante a no ser que no exista señal de salida. En el rail negativo, de existir señal, el ripple varía conforme la exigencia de corriente que requiera la señal. Si alimentamos la nueva CCS entre los dos rails, corremos el riesgo de introducir algo de ruido (aunque sea muy mínimo y reducido por el PSRR de la CCS) al diferencial (ya que el ripple del rail negativo es variable con la señal y dispone de igual filtrado que el rail positivo). La diferencia media de tensión aplicada entre extremos de la nueva CCS va a variar con la señal aparte de hacerlo también con la tensión de línea. En este caso particular, se desaconseja alimentar la CCS entre los dos rails. De todos modos, dada la muy baja pendiente obtenible, si se desea aún alimentar la nueva CCS entre los dos rails puede hacerse tranquilamente con resultados muy buenos ó, si se quiere aún más precisión, habrá que reforzar el filtrado del rail negativo, de ser necesario, para mejorar la "reserva o regulación" (por decirlo así) de ese mismo rail y así intentar mantener una diferencia media más constante sobre la nueva CCS.

Las versiones 2 y 2 final funcionan bajo otro concepto que la versión 1 (no son single ended puros).

En amplificadores con salida complementaria en clase AB y fuentes simétricas no reguladas, estas nuevas CCS pueden conectarse tranquilamente entre los dos rails (aprovechando la zona más lineal a altos voltajes), ya que existe un mecanismo natural de compensación en la regulación de los rails: cuando la señal de salida crece positivamente (hacia el rail positivo), la tensión del rail positivo decrece ligeramente conforme la señal va aumentando de valor, ya que se aumenta la conducción en el rail positivo hacia la salida. Opuestamente, la tensión del rail negativo crece ligeramente en una proporción que puede ser parecida a la de decrecimiento del rail positivo, ya que se reduce la conducción en el rail negativo hacia la salida. Esto trae como consecuencia la mantención de una diferencia de valores medios de tensión más o menos constante aplicada a la nueva CCS que intenta mantener así lo más constante posible su salida de corriente. En este caso particular, se desaconseja alimentar la CCS entre un rail y 0 V.

 

[0002]

Es mejor que un libro lo que escribes Diego, muy pero muy bueno el aporte , será muy interesante ver a donde llega todo esto, mientras habrá que seguirlo de cerca para seguir aprendiendo .

Saludos.

 

[diegomj1973]

Es mejor que un libro lo que escribes Diego, muy pero muy bueno el aporte , será muy interesante ver a donde llega todo esto, mientras habrá que seguirlo de cerca para seguir aprendiendo .

Saludos.

Gracias, pero no es para tanto!!!. Simplemente procuro analizar lo más que pueda, dentro de mis posibilidades, todo lo que hago para tratar de mejorar los diseños y volcar conclusiones en el foro para que alguien las pueda aprovechar, si les sirve. A veces se torna una búsqueda incansable.

Me gustaría contar con el aporte de muchos ya que muchas cabezas pensando pueden lograr más cosas.

Saludos

 

[diegomj1973]

Luego de probar distintas configuraciones de fuentes de corriente constante para la alimentación del diferencial y para el mosfet de salida he arribado al diseño que les presento como el que mejor se desempeña (por mucho) en cuanto a variabilidad de corriente versus factores como tensión de alimentación y temperatura. Como pueden ver, no se eliminaron finalmente los condensadores de bootstrap como anteriormente les había comentado tenía intenciones de eliminar, ya que verifiqué que estas últimas configuraciones superaron aún esas otras.

Para que se den una idea: comparado a los esquemas de CCS originales planteados en la versión 1 hay una gran mejora frente a variaciones de tensión de alimentación. En la CCS que alimenta al diferencial la variabilidad de corriente con la tensión de alimentación se reduce unas 275,18 veces. En la CCS que fija el bias de salida la variabilidad de corriente con la tensión de alimentación se reduce unas 449,63 veces. En cuanto a la variabilidad de corriente con la temperatura en la CCS que alimenta al diferencial verifico mejoras de 12,91 % comparado a la CCS original de la versión 1.

Se ha buscado exhaustivamente la mejor relación de R1 a R2 así como de R3 a R4 para que aseguren la menor variabilidad de corriente con la tensión de alimentación.

Hay un redimensionado de componentes en estas CCS para otorgarles estabilidad térmica.

No se vió necesario aumentar el número de etapas de estabilización a más de 3 (frente a una sola etapa en los esquemas originales de la versión 1) ya que no aportaban mejoras significativas. Es decir, entre una etapa (compuesta de 2 transistores) y 2 etapas (compuesta de 4 transistores) hay mucho cambio; entre 2 y 3 etapas (compuesta de 6 transistores) el cambio es menor que entre 1 y 2 etapas; entre 3 y 4 etapas el cambio es mucho menor que entre 2 y 3, y asì sucesivamente.

Los transistores sin marcar son de señal (poca potencia): tipo BC550C o BC560C.

El esquema está presentado con entrada tradicional. En mi caso lo estoy usando con NEWIN: el desempeño es simplemente sin palabras...

Se gana en una mejora en la linealidad en el elemento de salida y en una reducción de la modulación de la señal entrante por la demanda en la etapa de salida traducida en una variación de la tensión de las líneas de alimentación ó incluso también una reducción de la modulación de la señal entrante por la variación de muy baja frecuencia debido a la sola variación de tensión de línea.

P.D.: me pude contactar con el gurú del audio Nelson Pass en unas cuantas oportunidades para comentarle las bondades de la nueva entrada NEWIN y quedó en contactarme con un par de empresas interesadas en eso mismo ya que sus productos no persiguen las menores tasas de distorsión necesariamente. Veremos qué es lo que pueda suceder...

Saludos

 

[diegomj1973]

Lo que les presento a continuación es una comparativa de desempeño entre la fuente de corriente constante de salida original de la versión 1 y la fuente de corriente constante de salida mejorada para la versión 1 presentada en el anterior post. Esta comparativa se basa principalmente en el grado de linealización que otorgan estas mismas fuentes a la ganancia del elemento de salida en función de la excursión máxima esperable en la salida del amplificador. Esta excursión máxima esperable sobre 12 ohmios resulta de + - 11,078 V de pico (simétricos) para una señal de entrada de 2 V RMS (dentro del rango audible).

Obviamente que si la corriente de estas fuentes no permanece constante dentro de toda la excursión máxima esperable de la señal de salida va a suponer una alteración de la ganancia del elemento de salida dentro de esa misma excursión y por ende va a implicar generación de distorsión.

Ejemplo en un sistema en single ended y con fuente no ideal (una resistencia como CCS): si la salida excursiona desde el punto de reposo a máximo positivo y la corriente va disminuyendo progresivamente en la medida que nos acerquemos a ese máximo, esto va a suponer una reducción progresiva de la ganancia del elemento y por ende un “aplastamiento” de los picos de los semiciclos positivos de la señal (parecido a una compresión para los picos positivos). Si por el contrario, la salida excursiona desde el punto de reposo a máximo negativo y la corriente va aumentando progresivamente en la medida que nos acerquemos a ese máximo, esto va a suponer un aumento progresivo de la ganancia del elemento y por ende una “elongación o estiramiento” de los picos de los semiciclos negativos de la señal (parecido a una expansión para los picos negativos). En un gráfico ilustrativo se muestra el efecto exagerado en ambos casos de excursión. Como puede observarse, la distorsión es asimétrica respecto al punto de reposo y entonces tenemos como resultado componentes de orden par sumados a una senoide pura como la de entrada al amplificador que da como resultado la imagen de la gráfica del ejemplo que sería la señal obtenida a la salida de nuestro amplificador no ideal.

En el caso particular del amplificador versión 1 van a ver que la variación de corriente de salida entre un mínimo (-) y un máximo (+) de excursión esperable resulta de 1,114 A y 1,074 A, respectivamente. Esto da una variación de ganancia de 3,724 %, que si bien no parece demasiado alta no resulta nula.

El mismo amplificador pero con la fuente de corriente constante mejorada presentada recientemente en el anterior post reduce a 0 (o casi cero, mejor dicho) esa variación de ganancia (al menos considerando unas tres cifras decimales para la corriente de salida): 1,128 A en toda la excursión!. Resulta en una mejora abismal de linealidad con la excursión. La aparición de componentes de orden par no se puede evitar (por la naturaleza propia de la configuración) pero es reducida a niveles aún muchísimo más bajos que los originales.

Para la fuente de corriente constante que alimenta al diferencial la situación es aún mejor dados los bajos valores de excursión de la señal ahí presente, pero no es objetivamente lo que se pretendió mejorar sino que la intención principal fue minimizar completamente toda posible modulación de la entrada por la demanda de la salida traducida en variaciones de tensión de las líneas de alimentación o por variaciones propias de tensión de línea.

La idea de base de diseño fue linealizar al amplificador desde un aspecto menos visto técnicamente hablando y muchas veces descuidado en los diseños comerciales, ya que lo más común de ver implementado para este fin es la degeneración (de emisores o sources) de los elementos activos.

Espero comentarios

 

[danikain]

Hola Diego, encantado de saludarte, pese a que soy un mero aficionado veo muy interesante tu proyecto, lo he seguido desde el principio, y aunque no pueda utilizar los términos técnicos necesarios te pido que me des tu opinión, si no te importa.

Estoy tratando de construir una etapa de clase A, y he buscado y buscado, y en el ámbito general el JLH es el que mas me ha convencido, con esa liquidez en las medias y altas frecuencias, lo que no se es si tiene tan buenas especificaciones como tu proyecto.

¿Crees que me merece la pena armar el JLH? ¿o en su defecto el Hiraga?
Porque me has puesto en serias dudas, con este proyecto y me están entrando unas ganas terribles de armarlo ya que no veo que tenga un presupuesto elevado, al contrario del jlh jeje...
Estas utilizando componentes de buena calidad? Merecería la pena?

Muchas gracias de antemano¡¡¡
Un cordial saludo desde Burgos / España



Hola Diego, encantado de saludarte, pese a que soy un mero aficionado veo muy interesante tu proyecto, lo he seguido desde el principio, y aunque no pueda utilizar los términos técnicos necesarios te pido que me des tu opinión, si no te importa.

Estoy tratando de construir una etapa de clase A, y he buscado y buscado, y en el ámbito general el JLH es el que mas me ha convencido, con esa liquidez en las medias y altas frecuencias, lo que no se es si tiene tan buenas especificaciones como tu proyecto.

¿Crees que me merece la pena armar el JLH? ¿o en su defecto el Hiraga?
Porque me has puesto en serias dudas, con este proyecto y me están entrando unas ganas terribles de armarlo ya que no veo que tenga un presupuesto elevado, al contrario del jlh jeje...
Estas utilizando componentes de buena calidad? Merecería la pena?

Muchas gracias de antemano¡¡¡
Un cordial saludo desde Burgos / España



Se me olvidaba!
Es posible utilizar para este proyecto transformadores toroidales de 18v 1.67A?
Rectificado son sobre 25,5v. De ser así tendría una influencia negativa en las especificaciones? O solo seria una perdida de potencia? Perdona seguro que estoy diciendo alguna boludez.
Muchas gracias
Un saludo

 

[diegomj1973]

Hola Dani:

Gracias, ante todo!.

Lo que te voy a comentar es sólo una opinión personal y es producto de la experiencia que pude haber tenido montando alguno de esos amplificadores que mencionas y las expectativas que pudieron haber cubierto o no en mí.

1) El JLH: lo armé y le puse mi impronta (algunas pequeñas modificaciones). Me gusta mucho su desempeño principalmente en voces y en el rango alto, aunque los graves no se quedan atrás. Requiere dos ajustes: el bías de salida y el offset de salida. El punto débil creo es que estos ajustes no son totalmente independientes entre sí (molesta un poco ajustar alternativamente (varias veces!) los dos presets hasta encontrar el punto óptimo). Usé los MJ15003 (dos solamente) para la salida. Implementé de una las dos CCS (en torno a dos transistores, cada una) ya que permite una mejor linealización. Para reducir ruidos implementé un multiplicador de capacitancias. Usé componentes “comunes y terrenales” pero midiendo y apareando todo lo posible. Un pequeño truco, si los amplificadores no los vas a implementar en forma seriada, consiste en sobredimensionar bastante los componentes pasivos como resistencias en puntos críticos del sistema (en torno a las CCS, por ejemplo). Esto puede ayudar a reducir ruidos de origen térmico y otorga confiabilidad y estabilidad de parámetros estáticos. Hubo cosas que me quedaron por probar: quitar el capacitor en el lazo de realimentación (aunque escuché cosas a favor y varias en contra), poner más de 2 MJ15003, degenerar emisores de los transistores de salida (para ganar una mayor linealización), LTP en la entrada.
La numerosa documentación y los infinitos foros de discusión sobre este amplificador es una ventaja a favor y reviste una gran ayuda al principiante.
La entrada es en single ended y la salida es en push pull (según algunos autores, aunque hay otras aceptaciones) precedida por un divisor o splitter de fase.
Es tres etapas.
2) El HIRAGA: no lo armé.
3) El Single Ended (en su versión 1 con ciertas modificaciones posteriores): el que más expectativas me ha cubierto y el que más satisfacciones me ha dado (principalmente porque me permitió descubrir en su desarrollo una nueva forma de conexión de su entrada con muchos beneficios). Aunque ya con la conexión tradicional se desempeña tremendamente bien. Me resulta el más musical de todos los que armé y el más parecido a una audiencia real. Hizo un cambio rotundo a mejor con la última modificación (las fuentes de corriente constante mejoradas): no esperaba ningún cambio audible pero me sorprendió muchísimo esto último. La implementación era más un capricho y una obsesión que otra cosa, pero me dejó francamente boquiabierto. Es más, cuando lo implementé, primero lo hice en un canal para tener tiempo de dar marcha atrás si notaba algo mal y arruinaba lo logrado. Cuando lo pruebo y lo comparo con el otro canal lo notaba como deslucido. Llamo a mi esposa y le digo que me indique (sin saberlo) cuál era el canal modificado e incluso me señaló el canal original como el que más le gustaba. Ante esto y debido a mi tozudez seguí con las modificaciones en el otro canal y pensé que sea lo que Dios quiera y GUAUUUUUUUUUU!!! (cuando lo escuché enteramente modificado). No lo podía creer. Era otro ampli.
No sé si me resultó económico, pero no le mezquiné mucho. La fuente de alimentación creo es crucial e incide en la calidad final. Lo podés alimentar con menos voltaje (25,5 V) sin problemas y sin deteriorar sus cualidades pero los 1,67 A te son insuficientes ya que yo utilizo 24 V a 10 A y aunque parezcan excesivos alcanzan a entibiar. La CCS de entrada la probé entre 4,9 V y 37,1 V y cero problema. Los cuatro primeros transistores de la izquierda del esquema de la CCS de salida (los BC) también los probé entre 4,9 V y 37,1 V y cero problema.
No requiere ajustes (gran ventaja).
Es de menor rendimiento comparado al JLH.
Es dos etapas (menor camino de señal: puede leerse como ventaja).

Te subo el esquema de cómo lo estoy usando (aunque sin NEWIN, por el momento) pero te aseguro que se desempeña igualmente muuuuuuy bien.

Espero te sirva.

Saludos

 

[danikain]

Vaya muchas gracias, eres de gran ayuda! Oye pues voy a montar tu diseño ya que creo que son componentes fáciles de encontrar y así te voy diciendo que me parece. Una pregunta, los valores de los condensadores son de 4700.1 y 220.1, eso es uno de 4700 y uno de 100nf en paralelo con cada uno de ellos?
¿los transistores bc560 y bc550 son TO-92 todos con disipador? Ya se que los IRF son los que mas disipador necesitan pero es por confirmar. La resistencia de 0.56 ohm es por lo menos de 7W o 10W? y el resto de resistencias pensaba utilizar de 1/2 W ó 1W.

Diego no quiero que pienses que simplemente estoy copiando lo que ya esta hecho, así sin mas, ya dije que no tenia los conocimientos suficientes para ir puliendo el proyecto junto a ti, pero prometo que are lo que pueda, aunque sea con mi prototipo e ir probando las modificaciones futuras. Y por supuesto comentándolo todo aquí.
Tengo muchas ganas de empezarlo jeje
Un saludo